Выбор мдп-транзисторов для преобразователя напряжения автомобильного унч

Выбор МДП-транзисторов для преобразователя напряжения автомобильного УНЧ

1. Учитесь читать первоисточники

«Из всех параметров МДП транзистора для нас важнейшим является сопротивление открытого канала». Клаусмобиль

Именно так, но не оно одно. Возьмем документацию на силовой транзистор (скажем, IRFP054N) и разберем по косточкам. А по ходу расставим приоритеты — что важно, а что нет. Сразу скажу, по трем главным параметрам — сопротивление канала Rds, предельное рабочее напряжение сток-исток Vbrds, и ток канала Id выводы делать можно, но желательно оперировать полным набором данных. Хотя бы потому, что предельно допустимые при +25С параметры гарантированно убьют прибор при 100С. А, кроме того, предельные данные в интерпретации разных производителей не всегда сравнимы.

Итак, читаем документ

Постоянный ток стока при Vgs=10В: при 25С, при 100С. А в примечании сказано — «Вычислено исходя из предельного (идеального) теплового сопротивления корпуса«. Стало быть, в реальной жизни недостижимо. Предельный ток определим сами исходя из разумной тепловой мощности, скважности импульса и сопротивления канала.

Импульсный ток стока (c аналогичными оговорками). Прекрасно, но столь же недоступно.

Тепловая мощность, рассеиваемая при 25С Pmax=170Вт и ее понижающий температурный коэффициент LDF(Pmax)=-1.1Вт/C. Эти два параметра всегда живут нераздельно. Ведь при прогреве кристалла до 125С (это нормально) предельно допустимая мощность снижается до 170-1.1*(125-25)=60Вт. Вот на эти 60 Вт, а с запасом — 50Вт, и будем пока ориентироваться.

Предельное напряжение затвор-исток (Vgs) — +/-20В. Достаточно безопасно для 12В сети.

PN переход-корпус — Rjc=0.9 C/Вт. Это означает, что при 50Вт тепловых потерь температура рабочей области кристалла будет на 0.9*50=45 градуса выше, чем температура корпуса транзистора (которая в свою очередь меньше средней температуры радиатора).

Корпус-радиатор, плоская повержность с силиконовой смазкой — Rcs=0.24 C/Вт. Т.е. 60Вт дадут еще 12С тепловой потери. Со слюдяной прокладкой будет чуть хуже. Еще один аргумент в пользу полностью изолированных транзисторов. Увы, пока их мало и дороги собаки.

PN переход-воздух (в отсутствии радиатора) — Rja=40C/W. То, что и следовало доказать — без радиатора прибор бесполезен.

Электрические параметры (при 25С на pn-переходе)

Лукавые параметры. С учетом выше сказанного, 25С на переходе может быть только в очень холодную зиму. Поэтому исключительно важны температурные зависимости всех параметров. Слава Богу, IR не врет и честно о них рассказывает.

Напряжение пробоя закрытого канала — Vbrds=55В (Vgs=0В, пороговый ток канала 250мкА) и его понижающий температурный коэффициент LDF(Pmax)=-0.06Вт/C. Т.е. при 125С Vbrds снизится до 49В. Два хороших вывода. Первое, размах напряжения на стоке равен двум напряжениям питания (т.е.30В макс) плюс неизбежная колебаловка при переключении (добавим еще 10В) — итого 40В, что явно вписывается в норму. Второе, если 250 мкА уже достаточно велики и считаются «пробойным» током, то нормальный ток утечки закрытого транзистора еще на порядок ниже (25 мкА при 25С и Vds=55В, но 250мкА при 150С). И отключать его (преобразователь) от аккумулятора в нерабочем положении конечно же не надо.

Сопротивление открытого канала при и Vgs=10В: Rds=12мОм (миллиОм). Хорошее сопротивление. У наилучшего в этом отношении одиночного кристалла IRFP064N — 6.4 мОм (это в 1999 году он был самым низкоомным. Времена меняются — 2002 . ). Меньше — только у многокристальных модулей. А как оно ведет себя с ростом температуры — показано на графике 4. При снижении температуры до -40С сопротивление снижается на 25%. При 100С — увеличивается на 40%. При 175С — удваивается. Поэтому далее в расчетах я всегда оперирую удвоенным «паспортным» сопротивлением.

Пороговое напряжение на затворе Vgsth=2.0..4.0В при На графике 3 — температурная зависимость передаточной характеристики. Из нее ясно, что для гарантированного полного открытия канала вполне хватит и 8В. «А все остальное мне — неважно».

Ток утечки затвора IGSS=100nA — нам не интересен.

Полный заряд затвора — 130нКл при Vgs=10В, Vds=43В. Этот параметр определяет требования к цепи запуска (драйверу затвора). Примерный расчет такой цепи см. в материале по применению ИС TL494 на моем сайте. Косвенно, он определяет и тепловую безопасность транзистора, ведь основная доля тепла выделяется именно в переходном процессе. А на графике 6 показана его зависимость от напряжения на затворе. Видно, что во-первых, «емкость» затвора нелинейна, во-вторых, заряды, требуемый для открытия и закрытия канала при 12В питания будут неодинаковы. А во-вторых, она практически не зависит от напряжения питания на канале.

Временные задержки включения и выключения — все имеют не более 66 нс задержки, что нас устраивает.

Входные и выходные емкости — о входной мы уже говорили. Выходная определяет резонансы цепи стока, которые лечатся RC-успокоителем. Впрочем, по сравнению с колебаловкой, порождаемой собственно нагрузкой (трансформатор-выпрямитель), они несерьезны.

Параметры обратного диода нас особенно не интересуют.

По напряжениям, задержкам и емкостям — вписываемся.

По току — пусть при скважности 40% падение напряжения на канале ограничено 1В (из 12 доступных). Тогда мгновенный ток канала 40 А (сопротивление 24 мОм), а средний за период — 16А. Этим и ограничимся (с учетом температурных ограничений).

При этом тепловая мощность на канале (в среднем за период) равна 40%*1В*40А=16Вт. Это безопасно со всех сторон. Заметно, что именно сопротивление канала, а не тепловые параметры корпуса и кристалла ограничивает режим работы в установившемся открытом состоянии. Чтож, такова низковольтная жизнь.

Но это без учета переходного процесса. А всего, с учетом общего теплового сопротивления в 3 C/Вт (0.24+0.9 на транзисторе, 1.8 на радиаторе) — суммарную мощность на прибор целесообразно ограничить не более 40Вт (из расчета Т=170С на кристалле, 70С на радиаторе).

2. Считаем на пальцах

Я составил простую табличку (в Экселе 98), в которой можно оценить тепловой режим и КПД первичной цепи преобразователя — т.е. потери на ключах и первичной обмотке. Потери представлены как сумма потерь открытого состояния (см. абзац выше) и переходного состояния.

Потери открытого состояния пропорциональны квадрату входного тока (т.е. квадрату потребляемой мощности), переходные потери — линейно пропорциональны входному току (мощности). Видно, что переходные потери доминируют на малой мощности, на больших мощностях — потери на сопротивлении открытого канала возрастают и резко снижают КПД первичной цепи. При этом тепловые потери достаточно невысокие. Т.е. выбор транзистора в дорогом массивном корпусе ТО-247 или ТО-3 неоправдан — меньший корпус ТО-220 обеспечит тепловой режим не хуже. Что касается эффективности теплоотвода и надежности констукции, автор обеими руками за полностью изолированный ТО-220 (например IRFI1010N).

Так как нам выбрать транзистор для усилителя выходной мощностью Ру=200Вт? Зададимся предельными потерями — 12.5% в открытом состоянии, 7.5% на переходных, это только в первичной цепи на максимальной мощности. Полагая 13% эффективность вторичной цепи, имеем общий КПД 67%. Полагая КПД собственно усилителя также 67% на полной мощности Pу (скажем 200Вт), имеем Pвх = 2.2 Py = 440Вт. При этом средний входной ток Iвх= 440Вт / 12В = 37А, а ток открытых ключей при суммарной скважности 80% — 37А/0.8 = 46A. Потери не должны превышать 55Вт в открытом состоянии и 33Вт на переходных процессах. Так как Pоткр=I^2 *Rds (закон Джоуля-Ленца, позвольте напомнить), Rds должно быть не более 55Вт/(46А)^2 т.е. 26 мОм — удвоенное «паспортное» значение. Стало быть, IRFP054N вписывается, практически без запаса. Но точно так же впишутся и IRFI1010N и BUZ100 (естественно в ТО-220 а не SMD корпусе). А вот транзисторов BTS131 c Rds=0.06 Ом придется ставить аж 5-6 штук на плечо, зато требования к охлаждению каждого так же в разы снизится. Этим нередко пользуются, ставя батарею MiniDIP или SMD приборов вовсе без радиаторов. Конечно, распараллеливание транзисторов требует особых приемов схемотехники и разводки платы, но при выходной мощности выше 200-250Вт другого выхода — пока — просто нет. Любопытных отсылаю к исторической статье Шихмана в «Мастер 12 Вольт» про устройство Ланцаровского усилителя

Что касается мощности, рассеиваемой на фронтах, она практически не зависит от Rds — только от тока и длительности фронта. Вполне реально ее уложить в 2-3 процента периода, и закрыть вопрос для любых допустимых токов.

3. Резюме

Выбираем низковольтные транзисторы (Vbrds=55-100В) в корпусе TO-220, а еще лучше TO-220 Fullpak, из расчета паспортного сопротивления канала

25 мОм для Pу=100Вт Rms, 12 мОм для Pу=200Вт Rms, одиночные или параллельные

для больших мощностей — параллельные транзисторы с общим сопротивлением на плечо — до 8 мОм на 300Вт, до 5 мОм на 500Вт и т.п.

С точки зрения тепловой надежности, при выборе между одиночным и эквивалентными параллельными транзисторами, стоит выбрать именно параллельные транзисторы, соблюдая правила распараллеливания МДП ключей.

Что касается отечественных «клонов» ключей International Rectifier, минимальное сопротивление канала имеет КП812А1 — 28 мОм. Один КП812А1 на плечо потянет 80-100Вт выходной мощности, далее — обязательно распараллеливать. Также в относительно маломощных конструкциях можно использовать КП812Б1 (35 мОм), КП812В1 (50мОм), КП150 (55мОм), КП540 (77мОм). Транзисторы с большим сопротивлением канала применять нецелесообразно

Выбор мдп-транзисторов для преобразователя напряжения автомобильного унч

(c) klausmobile 2000

1. Учитесь читать первоисточники

«Из всех параметров МДП транзистора для нас важнейшим является сопротивление открытого канала». Клаусмобиль

Именно так, но не оно одно. Возьмем документацию на силовой транзистор (скажем, IRFP054N) и разберем по косточкам. А по ходу расставим приоритеты — что важно, а что нет. Сразу скажу, по трем главным параметрам — сопротивление канала Rds, предельное рабочее напряжение сток-исток Vbrds, и ток канала Id выводы делать можно, но желательно оперировать полным набором данных. Хотя бы потому, что предельно допустимые при +25С параметры гарантированно убьют прибор при 100С. А, кроме того, предельные данные в интерпретации разных производителей не всегда сравнимы.

Итак, читаем документ

Постоянный ток стока при Vgs=10В: при 25С, 100С. А в примечании сказано — «Вычислено исходя из предельного (идеального) теплового сопротивления корпуса«. Стало быть, в реальной жизни недостижимо. Предельный ток определим сами исходя из разумной тепловой мощности, скважности импульса и сопротивления канала.

Импульсный ток стока (c аналогичными оговорками). Прекрасно, но столь же недоступно.

Тепловая мощность, рассеиваемая при 25С Pmax=170Вт и ее понижающий температурный коэффициент LDF(Pmax)=-1.1Вт/C. Эти два параметра всегда живут нераздельно. Ведь при прогреве кристалла до 125С (это нормально) предельно допустимая мощность снижается до 170-1.1*(125-25)=60Вт. Вот на эти 60 Вт, а с запасом — 50Вт, и будем пока ориентироваться.

Предельное напряжение затвор-исток (Vgs) — +/-20В. Достаточно безопасно для 12В сети.

PN переход-корпус — Rjc=0.9 C/Вт. Это означает, что при 50Вт тепловых потерь температура рабочей области кристалла будет на 0.9*50=45 градуса выше, чем температура корпуса транзистора (которая в свою очередь меньше средней температуры радиатора).

Корпус-радиатор, плоская повержность с силиконовой смазкой — Rcs=0.24 C/Вт. Т.е. 60Вт дадут еще 12С тепловой потери. Со слюдяной прокладкой будет чуть хуже. Еще один аргумент в пользу полностью изолированных транзисторов. Увы, пока их мало и дороги собаки.

PN переход-воздух (в отсутствии радиатора) — Rja=40C/W. То, что и следовало доказать — без радиатора прибор бесполезен.

Электрические параметры (при 25С на pn-переходе)

Лукавые параметры. С учетом выше сказанного, 25С на переходе может быть только в очень холодную зиму. Поэтому исключительно важны температурные зависимости всех параметров. Слава Богу, IR не врет и честно о них рассказывает.

Напряжение пробоя закрытого канала — Vbrds=55В (Vgs=0В, пороговый ток канала 250мкА) и его понижающий температурный коэффициент LDF(Pmax)=-0.06Вт/C. Т.е. при 125С Vbrds снизится до 49В. Два хороших вывода. Первое, размах напряжения на стоке равен двум напряжениям питания (т.е.30В макс) плюс неизбежная колебаловка при переключении (добавим еще 10В) — итого 40В, что явно вписывается в норму. Второе, если 250 мкА уже достаточно велики и считаются «пробойным» током, то нормальный ток утечки закрытого транзистора еще на порядок ниже (25 мкА при 25С и Vds=55В, но 250мкА при 150С). И отключать его (преобразователь) от аккумулятора в нерабочем положении конечно же не надо.

Сопротивление открытого канала при и Vgs=10В: Rds=12мОм (миллиОм). Хорошее сопротивление. У наилучшего в этом отношении одиночного кристалла IRFP064N — 6.4 мОм (это в 1999 году он был самым низкоомным. Времена меняются — 2002 . ) . Меньше — только у многокристальных модулей. А как оно ведет себя с ростом температуры — показано на графике 4. При снижении температуры до -40С сопротивление снижается на 25%. При 100С — увеличивается на 40%. При 175С — удваивается. Поэтому далее в расчетах я всегда оперирую удвоенным «паспортным» сопротивлением.

Пороговое напряжение на затворе Vgsth=2.0..4.0В при Id=250мкА. На графике 3 — температурная зависимость передаточной характеристики. Из нее ясно, что для гарантированного полного открытия канала вполне хватит и 8В. «А все остальное мне — неважно».

Ток утечки затвора IGSS=100nA — нам не интересен.

Полный заряд затвора — 130нКл при Vgs=10В, Vds=43В. Этот параметр определяет требования к цепи запуска (драйверу затвора). Примерный расчет такой цепи см. в материале по применению ИС TL494 на моем сайте. Косвенно, он определяет и тепловую безопасность транзистора, ведь основная доля тепла выделяется именно в переходном процессе. А на графике 6 показана его зависимость от напряжения на затворе. Видно, что во-первых, «емкость» затвора нелинейна, во-вторых, заряды, требуемый для открытия и закрытия канала при 12В питания будут неодинаковы. А во-вторых, она практически не зависит от напряжения питания на канале.

Временные задержки включения и выключения — все имеют не более 66 нс задержки, что нас устраивает.

Входные и выходные емкости — о входной мы уже говорили. Выходная определяет резонансы цепи стока, которые лечатся RC-успокоителем. Впрочем, по сравнению с колебаловкой, порождаемой собственно нагрузкой (трансформатор-выпрямитель), они несерьезны.

Параметры обратного диода нас особенно не интересуют.

По напряжениям, задержкам и емкостям — вписываемся.

По току — пусть при скважности 40% падение напряжения на канале ограничено 1В (из 12 доступных). Тогда мгновенный ток канала 40 А (сопротивление 24 мОм), а средний за период — 16А. Этим и ограничимся (с учетом температурных ограничений).

При этом тепловая мощность на канале (в среднем за период) равна 40%*1В*40А=16Вт. Это безопасно со всех сторон. Заметно, что именно сопротивление канала, а не тепловые параметры корпуса и кристалла ограничивает режим работы в установившемся открытом состоянии. Чтож, такова низковольтная жизнь.

Но это без учета переходного процесса. А всего, с учетом общего теплового сопротивления в 3 C/Вт (0.24+0.9 на транзисторе, 1.8 на радиаторе) — суммарную мощность на прибор целесообразно ограничить не более 40Вт (из расчета Т=170С на кристалле, 70С на радиаторе).

2. Считаем на пальцах

Я составил простую табличку (в Экселе 98), в которой можно оценить тепловой режим и КПД первичной цепи преобразователя — т.е. потери на ключах и первичной обмотке. Потери представлены как сумма потерь открытого состояния (см. абзац выше) и переходного состояния.

Потери открытого состояния пропорциональны квадрату входного тока (т.е. квадрату потребляемой мощности), переходные потери — линейно пропорциональны входному току (мощности). Видно, что переходные потери доминируют на малой мощности, на больших мощностях — потери на сопротивлении открытого канала возрастают и резко снижают КПД первичной цепи. При этом тепловые потери достаточно невысокие. Т.е. выбор транзистора в дорогом массивном корпусе ТО-247 или ТО-3 неоправдан — меньший корпус ТО-220 обеспечит тепловой режим не хуже. Что касается эффективности теплоотвода и надежности констукции, автор обеими руками за полностью изолированный ТО-220 (например IRFI1010N).

Так как нам выбрать транзистор для усилителя выходной мощностью Ру=200Вт? Зададимся предельными потерями — 12.5% в открытом состоянии, 7.5% на переходных, это только в первичной цепи на максимальной мощности. Полагая 13% эффективность вторичной цепи, имеем общий КПД 67%. Полагая КПД собственно усилителя также 67% на полной мощности Pу (скажем 200Вт), имеем Pвх = 2.2 Py = 440Вт. При этом средний входной ток Iвх= 440Вт / 12В = 37А, а ток открытых ключей при суммарной скважности 80% — 37А/0.8 = 46A. Потери не должны превышать 55Вт в открытом состоянии и 33Вт на переходных процессах. Так как Pоткр=I^2 *Rds (закон Джоуля-Ленца, позвольте напомнить), Rds должно быть не более 55Вт/(46А)^2 т.е. 26 мОм — удвоенное «паспортное» значение. Стало быть, IRFP054N вписывается, практически без запаса. Но точно так же впишутся и IRFI1010N и BUZ100 (естественно в ТО-220 а не SMD корпусе). А вот транзисторов BTS131 c Rds=0.06 Ом придется ставить аж 5-6 штук на плечо, зато требования к охлаждению каждого так же в разы снизится. Этим нередко пользуются, ставя батарею MiniDIP или SMD приборов вовсе без радиаторов. Конечно, распараллеливание транзисторов требует особых приемов схемотехники и разводки платы, но при выходной мощности выше 200-250Вт другого выхода — пока — просто нет. Любопытных отсылаю к исторической статье Шихмана в «Мастер 12 Вольт» про устройство Ланцаровского усилителя

Что касается мощности, рассеиваемой на фронтах, она практически не зависит от Rds — только от тока и длительности фронта. Вполне реально ее уложить в 2-3 процента периода, и закрыть вопрос для любых допустимых токов.

3. Резюме.

Выбираем низковольтные транзисторы (Vbrds=55-100В) в корпусе TO-220, а еще лучше TO-220 Fullpak, из расчета паспортного сопротивления канала

25 мОм для Pу=100Вт Rms, 12 мОм для Pу=200Вт Rms, одиночные или параллельные

д ля больших мощностей — параллельные транзисторы с общим сопротивлением на плечо — до 8 мОм на 300Вт, до 5 мОм на 500Вт и т.п.

С точки зрения тепловой надежности, при выборе между одиночным и эквивалентными параллельными транзисторами, стоит выбрать именно параллельные транзисторы, соблюдая правила распараллеливания МДП ключей.

Что касается отечественных «клонов» ключей International Rectifier, минимальное сопротивление канала имеет КП812А1 — 28 мОм. Один КП812А1 на плечо потянет 80-100Вт выходной мощности, далее — обязательно распараллеливать. Также в относительно маломощных конструкциях можно использовать КП812Б1 (35 мОм), КП812В1 (50мОм), КП150 (55мОм), КП540 (77мОм). Транзисторы с большим сопротивлением канала применять нецелесообразно

Добавил: Павел (Admin)
Автор: (c) klausmobile 2000

Выбор силовых транзисторов для преобразователей
напряжения с резонансным контуром

В технической литературе резонансным преобразователям уделяется не очень много внимания. Данная статья в какой-то мере восполняет этот пробел. В статье изложены принципы работы резонансных преобразователей напряжения и методика выбора типа силового транзистора, а также даны практические рекомендации по расчету схемы, приведены формулы, таблицы и графики, позволяющие сравнить эффективность работы транзисторов MOSFET и IGBT.

Эффективность работы источников вторичного электропитания в значительной мере определяется показателями используемых в них преобразователей напряжения.

Улучшение удельных показателей преобразователей напряжения (ПН) тесно связано с повышением частоты коммутации при одновременном повышении надежности и уменьшении энергетических потерь.

В традиционных схемах преобразователей форма тока, протекающего через силовые ключи, близка к треугольной или прямоугольной. При этом в силовых транзисторах возникают потери на переключение, которые растут пропорционально частоте. Особенно это касается IGBT транзисторов, потери на переключение в которых, велики по сравнению с MOSFET.

Данная тема уже была рассмотрена на страницах журнала в статьях Е.Дуплякина «IGBT или MOSFET? Оптимальный выбор» («Электронные компоненты» №1, 2000 г.) и А.Кая «IGBT или MOSFET? Практика выбора» («Электронные компоненты» №2 2000 г.).

В последнее время становятся популярны т.н. резонансные преобразователи напряжения, отличительной особенностью которых является переключение силовых транзисторов при нулевом токе (ZCS) или нулевом напряжении (ZVS). Такой метод переключения позволяет существенно расширить частотный диапазон работы силовых транзисторов.

В статье приведены принципы работы резонансных преобразователей напряжения и изложена практическая методика выбора типа силового транзистора.

1. Принципы работы резонансного преобразователя напряжения.

Рассмотрим работу схемы мостового преобразователя напряжения с последовательным резонансным контуром (рис.1).

В данной статье я не буду приводить подробного расчета переходных процессов- все это можно найти в любой книге по электротехнике, а постараюсь представить практическую методику расчета, используемую при проектировании преобразователей с резонансными контурами.

Методы, используемые при анализе данной схемы, могут быть использованы при расчете и других типов резонансных преобразователей. Их объединяет одно общее свойство- реализация переходных процессов, близких к синусоидальным, достигается использованием резонансных свойств LC-цепи, при этом анализ схемы практически сводится к расчету последовательного или параллельного RLC контура.

Рис.1. Мостовой резонансный преобразователь напряжения с последовательным резонансным контуром.

Нагрузка с последовательным LC-контуром периодически подключается полупроводниковыми ключами к входному источнику питания Vcc. На интервале открытого состояния транзисторов происходят резонансный процесс накопления энергии в конденсаторе С и передача части энергии в нагрузку. На интервале закрытого состояния транзисторов энергия, накопленная в конденсаторе, через возвратные диоды передается в нагрузку и частично возвращается в источник питания. Регулирование выходного напряжения осуществляется изменением угла задержки включения транзисторов. Потери в транзисторах при выключении равны нулю, так как фронт напряжения на стоке начинается после прохождения тока стока через нуль. Потери на включение определяются углом задержки включения транзисторов; с увеличением нагрузки угол задержки уменьшается, а переключение транзисторов происходит при меньшем значении тока. Это обеспечивает незначительные потери мощности.

В зависимости от величины угла задержки включения в преобразователе возможен режим непрерывного или прерывистого тока дросселя.

В режиме прерывистого тока дросселя открытие транзисторов производится только после того, как ток через возвратные диоды стал равен нулю, при этом потери на включение транзисторов тоже становятся равными нулю.

При наличии достаточно большой емкости на выходе выпрямителя преобразователь может постоянно работать в режиме прерывистого тока дросселя. Регулирование выходного напряжения в таком случае осуществляется при помощи т.н. релейного режима работы.

График зависимости тока через резонансный контур от времени в режиме прерывистого тока дросселя показан на рис.2, где Тр— период собственных колебаний контура, Тпр— период преобразования, Тп— время паузы.

Рис.2. Ток через резонансный контур.

2. Практическая методика расчета мощности потерь проводимости в силовых транзисторах.

Практическая методика расчета мощности, выделяемой в силовых транзисторах, основывается на следующих условиях:

  • форма тока через силовые ключи близка к синусоидальной.,
  • транзисторы переключаются при нулевом токе, потери на переключение равны нулю,
  • добротность контура приближается к единице (в этом случае амплитуда тока через транзисторы и возвратные диоды максимальна),
  • уменьшением амплитуды тока через возвратный диод в результате потерь в самом преобразователе пренебрегаем.

Данная методика позволяет рассчитать максимальную мощность потерь проводимости в силовых транзисторах, которая является основным критерием при выборе типа транзисторов.

В настоящее время в преобразователях малой и средней мощности как правило используются IGBT или MOSFET транзисторы.

Статические потери (или потери проводимости) MOSFET пропорциональны квадрату тока и сопротивлению открытого канала:

где — ток стока, — сопротивление сток- исток транзистора в открытом состоянии.

У IGBT транзисторов потери проводимости зависят от тока практически линейно:

где — ток коллектора,

Для расчета мощности потерь необходимо сначала вычислить амплитудное значение тока IMAX, протекающего через силовые транзисторы.

Для последовательного LC-контура имеем:

где E- напряжение на входе мостовой схемы, С — емкость конденсатора, входящего в резонансный контур, L — индуктивность дросселя, входящего в резонансный контур, p — волновое сопротивление LC-контура

Таким образом, когда форма тока через транзистор близка к синусоидальной, мощность потерь для IGBT-транзисторов рассчитывается по формуле:

где — среднее значение тока.

Аналогичная формула справедлива для расчета мощности потерь проводимости на возвратном диоде, только вместо напряжения коллектор- эмиттер применяем напряжение анод- катод диода в открытом состоянии. Мощность потерь проводимости для MOSFET транзисторов:

где — среднеквадратичное (действующее) значение тока через транзистор.

Наиболее часто встречающаяся ошибка при расчете мощности потерь проводимости IGBT- транзисторов и потерь проводимости возвратных диодов — использование действующего значения тока вместо среднего.

При расчете конкретного преобразователя необходимо учитывать наличие пауз и очередность в работе транзисторов и возвратных диодов.

Ниже приведены результаты расчета мощности потерь в силовых транзисторах для мостового ПН с последовательным резонансным контуром.

Выбор транзисторов для рассматриваемого ПН осуществлялся исходя из следующих данных:

  • транзисторы переключаются при нулевом токе,
  • форма тока через силовые ключи близка к синусоидальной (собственная частота контура 100 кГц),
  • амплитуда тока Imax=40A (исходя из средней мощности 2000 Вт),
  • максимальное напряжение UCE(DS)=350 В,
  • максимальная частота переключения транзисторов 40 кГц (плечи моста работают в противофазе),

Были выбраны два близких по параметрам (таблица 1) IGBT и MOSFET транзистора фирмы International Rectifier: IGBT-IRG4PC50UD, MOSFET-IRFPS37N50A.


В

(постоянный ток
коллектора)

(импульсный ток коллектора)

В

Ом
IRG4PC50UD 600 27 220 1.65
IRFPS37N50A 500 23 144 0.13

таблица 1. Типичные параметры мощных IGBT и MOSFET транзисторов.

Результаты расчета потерь мощности в транзисторах приведены в таблице 2.

Тип транзистора Потери проводимости,
Вт
Потери проводимости на возвратном диоде,
Вт
Суммарные потери в режиме переключения при нулевом токе,
Вт
IRG4PC50UD 8.4 4.6 13.0
IRFPS37N50A 20.8 3.8 24.6

таблица 2. Результаты расчета потерь мощности в силовых транзисторах.

Очевидно, что при токах выше 16 ампер наиболее эффективно применение IGBT транзисторов.

Наглядно иллюстрирует результаты расчета потерь проводимости в резонансном преобразователе график на рис.3. При токах выше 16 ампер наиболее эффективно применение IGBT транзисторов.

По данным [1] в режиме переключения при нулевом токе или нулевом напряжении частотный диапазон работы IGBT транзисторов может быть расширен до 200кГц, что существенно увеличивает область безопасной работы в координатах «максимальный ток коллектора — частота переключения».

3. Заключение.

Может показаться, что работа транзисторов в режимах переключения при нулевом токе или нулевом напряжении имеет сплошные преимущества.

На практике это не совсем так. Организация высокочастотных синусоидальных переходных процессов в ПН мощностью более 1кВт требует применения высокочастотных конденсаторов достаточно большой емкости, при этом напряжение на конденсаторе может достигать удвоенного значения входного напряжения. Амплитудное значение тока также выше, чем в классических ПН, это увеличивает потери проводимости, особенно MOSFET транзисторов и предъявляет повышенные требования к емкостным и индуктивным элементам резонансного контура.

Таким образом, выигрыш на уменьшении потерь переключения силовых транзисторов может быть сведен на нет увеличением потерь в других элементах ПН.

Решению о целесообразности применения резонансного режима работы преобразователя должен предшествовать расчет для каждого конкретного случая, цель данной статьи- обозначить общие для всех резонансных ПН вопросы, на которые необходимо обращать внимание при выборе силовых транзисторов.

В общем случае можно утверждать, что применение IGBT транзисторов в преобразователях напряжения с резонансными контурами позволяет получить некоторый выигрыш по сравнению с классическими ПН.

Особенно это проявляется в областях высоких напряжений, мощностей и температур, где традиционно применяются IGBT транзисторы.

Audi 100 «Sandkastenfreund» › Бортжурнал › Музыка в авто. Часть #3.2. Преобразователь напряжения.

Салют, драйвовчане. Я наконец-таки выбрался домой, теперь есть время для занятий своим хобби. Этой записью продолжаю трилогию про создание сабвуферного усилителя своими руками. Впереди последняя часть, в которой будет рассказано про сборку сабсоника, защиты АС и корпуса. А теперь, ПОГНАЛИ!

***Изучение матчасти***

Существует давно известный факт — от 12 В бортового напряжения можно получить лишь 18 Вт мощности. Чтобы качественно качать саб, нужно как минимум 100 Вт. Повторюсь, от 12 В такую мощность получить НЕВОЗМОЖНО. Для этого в мощных автомобильных усилителях используются преобразователи напряжения, поднимающие бортовое напряжение 12 В до необходимого. В случае с Ланзаром нужно получить 55-60 В, чтобы снять с него максимальную мощность.
В интернете есть куча схем, в нашем случае лучше всего использовать схемы на микросхеме TL494. Перелопатив кучу этих схем, я отобрал несколько годных, и переделал их под свои нужды.
Если вы собрались браться за такое, очень советую посмотреть видео Ака Касьяна, вот ссылка на него. Очень доступно все объясняет. Поэтому на принципе работы я останавливаться не буду.

***Изготовление печатной платы***

Подробно процесс изготовления печатки я описывал тут, поэтому также не останавливаюсь, но парочку фоток я все-таки скину). Из новшеств — «типа шелкография», также печатал на журнальных листах и переводил утюгом. На одну плату перевелось отлично, на преобразователь плоховато, но ничего.

После всего этого были насверлены отверстия, платы залужены, ну и естественно запаяны все элементы.

Область, выделенная красным — защита АС, о ней я скажу позже. Я просто использовал свободное место на печатке. К преобразователю напряжения она не имеет никакого отношения.

***Сборка преобразователя***

Самое сложное в создании преобразователя — намотка трансформатора. Ее я сегодня и разжую. В качестве сердечника я использовал ферритовое кольцо. Искал я его долго, если находил — было фуфло, с низкой проницаемостью. К выбору кольца нужно отнестись ответственно, желательно не брать кольца без маркировки и если вы не уверены. Я на хреновом кольце перевел кучу проволоки, а оказалось хреновое кольцо. В итоге было куплено кольцо размером 45х28х12. Без маркировки, точно проницаемость не знаю, продавец уверял, что 2000, потом я расскажу, оказалось ли это правдой.
Чтобы рассчитать моточные данные, воспользуемся программой RingFerriteExtraSoft

Частоту преобразования делал 40 кГц, Сопротивление канала Rds(on) нужно брать из даташита полевых транзисторов, которые вы используете. Для IRF3205 это 0,008 Ом. Все остальное вводится исходя из ваших требований. Можно выставить диаметр проволоки и количество жил в шине. Использовать можно только проволоку в лаке.
Берем наше кольцо, на него необходимо поставить изоляцию. Я использовал малярный скотч, можно тряпичную изоленту, можно вообще забить и не ставить ее. Теперь приступаем к намотке первички.

Программа дает длину обмотки, но дает она ее с большим запасом, это нам не подходит. Берем кусок проволоки, мотаем равномерно 5 витков (в моем случае 5, у вас может быть иначе, в зависимости от расчета), отмеряем с запасом 10-15 см. Все, длину обмотки мы узнали. Нарезаем необходимое количество.

Теперь формируем две шины по 7 жил и аккуратно, равномерно, без нахлестов и т.д. мотаем на кольцо. Чем качественнее намотка, тем лучше все это будет работать. Запоминаем, в какую сторону мотаем, это очень важно.

Ставим на жилы изоляцию, в моем случае термоусадка.

Теперь заматываем всю первичную обмотку тряпичной изолентой.

Формируем выводы. Теперь очень важный момент. Две обмотки должны быть сфазированы между собой. Т.е. Должны быть соединены КОНЕЦ ОДНОЙ ОБМОТКИ И НАЧАЛО ДРУГОЙ. Это очень важный момент, зачастую делают в этом ошибку, соединяя начало и конец одной и той же обмотки. Так как у нас на плате предусмотрено место, где они соединяются, посередине кольца должны быть конец одной и начало другой.

После окончательной намотки первички, нужно намотать наверх тестовую вторичку. Берем любую проволоку, мотаем 8-10 витков. К ним припаиваем лампочку. Впаиваем кольцо на плату. Первый запуск лучше всего делать через лампу, подключенную в разрыв питания. Если на схеме ошибка, она загорится. Если все хорошо, лампа гореть не должна.

Простой метод выбора ключевых транзисторов для импульсных источников питания

При проектировании или сборке по готовой схеме ИИП одним из острых вопросов является выбор ключей. И если по остальным деталям можно как-то подстроиться (мотать трансформатор в 2 провода вместо 1, если не хватает сечения или ставить два конденсатора параллельно вместо одного, если не хватает емкости и т.д.), то с ключами не так-то всё и просто. Неправильный выбор ведет к большому БУМУ (вспоминая знаменитый фильм Люка Бессона: «Бада-бум!») из-за теплового или электрического пробоя. И здесь тоже не всё просто. Электрический пробой произойдет сразу (или почти сразу), а вот тепловой можно ждать долго, и случится он в самый неподходящий ответственный момент.

В первый раз я задался вопросом выбора ключей около 8 лет назад. Куда же я пошел первым делом? В интернет, естественно, ага. В общем и целом могу теперь сказать так: зря я это сделал. Вопрос выбора ключей для импульсной техники в интернете оброс кучей недостоверных фактов, мифов и неправильными интерпретациями графиков в даташитах.
Мой способ выбора ключей тоже неидеальный и неполный. Однако в подавляющем большинстве случаев в радиолюбительской практике его окажется достаточно и даже за глаза, сами рады не будете.
Начнем!

Содержание / Contents

  • 1 Процесс выбора транзистора
  • 2 Тонкости
  • 3 Подытожим
  • 4 Файлы

Создайте тему на любом форуме, связанным с радиоэлектроникой, с вопросом: «Как выбрать ключи в ИИП?».
Ответы будут самые разнообразные: от «выбирай ключи по напряжению и максимальному току» до «выбирай ключи по графику Maximum Safe Operating Area». Сюда входят все вариации типа «выбирай на ток вдвое больше максимального тока первичной обмотки» до «надо чтобы мощность, выделяемая при падении напряжения на сопротивлении открытого перехода, была меньше максимальной рассеиваемой мощности корпуса».

Вот весь этот бред читают новички и далее «делятся опытом» с другими. Жуть, да и только.
Вот, к примеру, знаменитый график Maximum Safe Operating Area (оно же ОБР, область безопасной работы) для ключа IRFS840B:

Посмотрите на него внимательно. Посмотрите, какие оси создают этот график. Посмотрели? Больше никогда не смотрите в его сторону.
На этот график призывают смотреть люди, пришедшие из аналоговой линейной техники, линейных усилителей или линейных стабилизаторов.

Чем может быть полезен этого график для разработки импульсных преобразователей или импульсных же усилителей (они же D-класс или цифровые)? Ничем.
А, ну не совсем так: этот напоминание о том, что у полевых транзисторов отсутствует вторичный пробой и что транзистор может быть пробит как при превышении максимального рабочего напряжения, так и при превышении максимального тока через него.
Много это нам дало? Не-а, вообще ничего, это всё в начале даташита указывается словами.

Надо сказать честно, что тот график в отдельных даташитах действительно вводит в заблуждение неподготовленного человека, ибо иногда к таким графикам идет ещё один, указывающий зависимость выхода за ОБР от частоты работы транзистора. Но это всё для линейной техники, для тех ситуаций, когда есть недооткрытое или недозакрытое состояние транзисторов, когда есть некие переходные процессы.

↑ Процесс выбора транзистора

Теперь, попробуем разобраться с вопросом подбора транзистора. С вопросом максимального напряжение ни у кого не должно возникнуть сомнений. Просто для страховки берем ключ на 200 Вольт больше, чем максимальное действующее напряжение в схеме. Например, в ИИП я советую 600-вольтовые ключи, не ниже.

Вопрос в том, что делать с температурой. Она таки считается! Для теплового расчета надо всего лишь узнать, сколько Ватт потерь получится при работе ключа и как сильно надо его охладить, чтобы не случилось теплового пробоя.
Если результат меньше Tj, то использовать такой транзистор можно. Если больше, увы и ах, но надо выбирать дальше.

Из чего состоит нагревание? Для начала из статических потерь, связанных с сопротивлением перехода Rds on, которое влияет на падение напряжения на переходе, в зависимости от протекающего через ключ тока. Это падение напряжение вызывает выделение мощности на кристалле и нагрев транзистора в открытом состоянии. Считается как произведение квадрата среднего тока импульса Iимп на сопротивление перехода Rds on и коэффициента заполнения Кзап. Последний показывает, какую часть времени транзистор открыт.

В большинстве радиолюбительских конструкции мостовых и полумостовых преобразователей и усилителей Кзап не выше 0.45, а дальнейшее увеличение его не приводит ни к чему особенно хорошему, кроме сильной боли в голове или ж
Так, ладно, со статическими потерями разобрались.

Теперь динамические потери. Эти потери — основная проблема в преобразователях на полевых транзисторах с жесткой коммутацией ключей. Они возникают в момент включения и выключения ключа. Так сказать, потери на переходных процессах. И чем выше частота преобразования, тем выше динамические потери. А ниже делать частоту тоже не хочется, ведь тогда вырастают размеры трансформатора.

Есть резонансные или квазирезонансные схемы, позволяющие значительно снизить динамические потери, но это уже сложная техника, к которой никак не подходит выражение «простой расчет».

Итак, динамические потери состоят из потерь при включении и потерь при выключении. Считается как произведение тока в начале (Ir) или конце (If) импульса, напряжения питания (Uпит) и времени нарастания (Tr) или спада (Tf), разделенное на двойной период импульса. Хочу сразу заметить: отдельно считаются потери при включении и отдельно при выключении, а потом суммируются.

Теперь охлаждение. Основная проблема охлаждения — тепловое сопротивление между разными материалами. У транзистора таких мест 2: между кристаллом и корпусом транзистора, а так же между корпусом транзистора и радиатором. Эти значения табличные и не требующие вычислений. Первое значение берется из даташита на транзистор. Второе тоже можно взять оттуда, если оно там имеется. Если нет, то берётся усредненное значение.

Итак, потери подсчитаны, пора применять в деле. Первым делом, складываем потери динамические и статические, получаем общие потери — это сколько Ватт надо отвести от кристалла.

Затем складываем тепловые сопротивления.

Теперь умножаем общие потери на тепловое сопротивление. Получившийся результат — та температура, которую нужно «сдувать» с радиатора. Вычтем из ожидаемой рабочей температуры получившуюся, и на выходе нас ждет ожидаемая температура радиатора.
Именно по ней можно оценить, подходит или нет транзистор.

Как? Очень просто. Ожидаемая температура радиатора не может быть ниже температуры окружающей среды при естественном охлаждении. То есть, если у вас получился результат +24°, а на улице +32° то всё, кранты! Транзисторы ждёт тепловой пробой, потому как никакой супервентилятор не сможет охладить радиатор до 24 градусов, если температура воздуха выше. Совсем печально, если результат получился отрицательным. Если у вас нет фреоновой или азотной системы охлаждения, лучше выбрать другой транзистор.

↑ Тонкости

Разумеется, в деле, подобном этому, есть свои тонкости и особенности. В целом, можно это охарактеризовать выражением «не доводи до крайностей», которое весьма полно объясняет чего нельзя делать, чтобы не бабахнуло.

В первую очередь это касается температур. Tj — это максимальная рабочая температура кристалла транзистора, фактически потолок его работоспособности. Было бы как минимум нелепо использовать это значение при расчете. Никогда не загоняйте параметры в угол, всегда оставляйте место для маневра.

Я, к примеру, использую в расчёте температуру на 5-10° ниже, и обзываю ее «Температура ожидаемая» — Tож.. Так как наиболее часто Tj указывается в районе 125° Цельсия, я использую в расчете 115-120°.

Далее, температуру окружающей среды для оценки тоже не следует брать наобум. Есть утвержденные ГОСТы, хотя можно просто принять для средней полосы +35° и +45° для южных регионов. Это для того, чтобы в набитом людьми помещении летом техника не сгорела синим пламенем. Ну и для случаев колебания температур.
Для работы на открытом воздухе под солнцепеком есть еще более жесткие условия, но это уже за рамками радиолюбительства.

Далее о напряжениях. Всегда стоит сделать запас прочности по допустимому напряжению. Опять-таки, в даташите параметр Vdss — предельный. И подбор транзистора строго под выпрямленное напряжение сети может сыграть злую шутку. Посчитаем: при напряжении в сети 220 Вольт на выходе мостового выпрямителя будет 310 Вольт. Однако в реальности в сети редко бывает 220 Вольт, и скачки до 20%, увы, обыденное явление. И что же будет, если напряжение в сети увеличится на эти 20%? На выходе выпрямителя будет уже 378 Вольт. Добавим сюда шум от сварочника и, вуаля, 400-вольтовый ключ искрится и взрывается.

Мне довелось отремонтировать очень много усилителей, в которых многочисленные дядюшки Ляо экономили на транзисторах. Не делайте так, разочарований будет куда больше экономии.

Как-то блуждая по просторам интернета, я наткнулся на аппноут IR, рекомендовавший выбирать ключи с запасом в 200 — 250 Вольт от максимального напряжения в схеме. Увы, этот аппноут я не сохранил, а затем найти его не смог. У кого-то есть сомнения, что он вообще существует, но сама рекомендация звучит достаточно трезво, пусть и относительно недёшево.

Теперь о сопротивлении перехода. В открытом состоянии идеальный ключ должен пропускать весь ток без потерь. Увы, живём мы в неидеальном мире. В настолько неидеальном, что маркетологи с удовольствием этим пользуются. Открывая даташит любого полевого транзистора можно увидеть маленькую характеристику Rds on, написанную большим шрифтом. Так вот: это сопротивление перехода при некоей „комнатной“ температуре в 20-25 градусов. Для того же IRFS840B указывается 0,8 Ома.

Это всё красиво только на словах, на деле кристалл в процессе работы будет нагреваться, что неизбежно приведет к увеличению сопротивления открытого перехода. Об этом мало кто помнит, но именно на это надо опираться, при выборе подходящего транзистора.
Чаще всего в даташитах не указывают эти печальные цифры, а лишь приводят график температурного коэффициента сопротивления ТКС, вот он для выбранного нами транзистора:

Как видно на графике, при нагревании сопротивление открытого перехода быстро увеличивается, и для рекомендованных мною максимальных рабочих 120° ТКС открытого канала уже составляет 2,1 Ома, а значит из приятных 0,8 Ом уже получаются малоприятные 1,68 Ома. Печаль, да и только, но с этим надо считаться.

Ну и последняя из тонкостей. Обязательно учитывайте крайние характеристики транзистора. В таблицах даташита всегда указывается три значения: минимальное, типичное и максимальное (или лучшее, типичное и худшее). Это касается практически всего. Например, время открытия и время закрытия. Причем с маркетинговой точки зрения делается упор именно на типичное время открытия и закрытия. Так, например, для IRFS840B типичное время нарастания составляет 65 нс, что и пишется всюду, хотя отдельные экземпляры доходят до 140 нс, что более чем в 2 раза дольше! Соответственно, для расчета необходимо использовать именно худшее значение, если нет желания отбирать транзисторы для конструкции.

↑ Подытожим

Для выбора ключевого транзистора необходимо:

  1. Всегда помнить о неидеальности условий окружающей среды
  2. Использовать в расчете параметры наихудших экземпляров
  3. Всегда оставлять запас и место для маневров
  4. Иметь ввиду тепловые изменения параметров
  5. Не давать кристаллу перегреваться
  6. Не допускать перенапряжения из-за плохой сети

Все остальное считается и выбирается.

И вот здесь у меня для вас есть бонус. Так как я всё же ленив, то сделал таблицу в Excel, которая сама всё посчитает. Остается только сделать вывод о пригодности или непригодности транзистора.

↑ Файлы

▼ thermal_calc.zip 2,33 Kb ⇣ 227
Краткая инструкция по использованию: редактируются только желтые ячейки, данные вписываются исходя из проектируемой конструкции (частота преобразования, напряжение питания, коэффициент заполнения) и из даташита на транзистор (все остальное).
В зеленых ячейках получаем результаты. Как интерпретировать, читайте выше.

Для преобразователей с жесткой коммутацией ключей (традиционные) ток в начале импульса (Ir) и ток в конце импульса (If) равны среднему току импульса.

Для нетрадиционных вариантов типа резонансных ZVC и прочих — согласно расчету, вплоть до 0.
Для примера, в таблицу уже внесены данные на полюбившийся IRFS840B, в полумостовом преобразователе с жесткой коммутацией ключей со средним током первичной обмотки 2А.

Очень надеюсь, что этот маленький опус поможет выбрать транзисторы правильно и при этом не убить нервы.
Всем удачи! Спасибо за внимание!

Камрад, рассмотри датагорские рекомендации

🌼 Полезные и проверенные железяки, можно брать

Куплено и опробовано читателями или в лаборатории редакции.

2 Схемы

Принципиальные электросхемы, подключение устройств и распиновка разъёмов

Преобразователь напряжения для питания автомобильного усилителя

Эта статья содержит описание схемы простейшего импульсного повышающего преобразователя для авто усилителей (например на TDA7294 или любой другой микросхеме с двухполярным питанием), без лишних расчетов или теорий только необходимый минимум. Это действительно самый простой способ на сегодня запустить усилитель достаточно высокой мощности в автомобиле, с бортовым питанием 12 В. Представленный инвертор может выдавать постоянную мощность около 100 Вт, а при небольшой доработке схемы ещё больше.

Схема и описание преобразователя

Схема была разделена на несколько частей для облегчения описания и понимания сути работы деталей.

Зеленая часть представляет собой генератор, использующий популярную микросхему TL494. Чтобы сделать структуру максимально простой, использовалась только часть м/с, а именно только генератор. Частота его работы определяется элементами R4 и C4. Для текущих значений (10 кОм и 1 нФ) она составляет около 30 кГц. Увеличив частоту также можно повысить эффективность, но для этого необходимо намотать трансформатор более тонкими проводами (из-за скин-эффекта).

Желтая часть — усилители тока. Они используются только для облегчения повторной загрузки затворных мощностей мосфетов, которые разгружают внутренние выходные транзисторы в TL494. Фактически, схема в текущей конфигурации будет работать и без них, потому что внутренние транзисторы TL494 в принципе могут управлять одним затвором без особых проблем, но в случае падения напряжения в источнике питания инвертор может работать нестабильно. Вот почему рекомендуется установить их. В этой роли практически любой транзистор может быть использован для создания комплементарной пары. Схема также хорошо работает например с парой BC547 / BC557 и т.п.

Оранжевая часть — это ключевые выходные элементы. Мосфет включается при получении импульса от предыдущего каскада. Преобразователь включает мосфеты попеременно с так называемым мертвым временем (когда оба выключены). Особое внимание следует уделить C8 (10 нФ) и R12 (4,7 Ом), потому что от них зависит безопасность транзисторов. Они используются для подавления перенапряжений, возникающих в индуктивности во время переходных процессов. Используйте конденсатор 10 нФ на минимальное напряжение 250 В и резистор 3,3 … 4,7 Ома с минимальной мощностью 0,5 Вт.

Для преобразователя могут быть выбраны разные типы мосфетов, в значительной степени от них зависит, какой мощности и эффективности удастся достичь. Важно выбирать с низким сопротивлением и большим рабочим током. Тут использовались IRF3205, но одинаково хорошо заработают IRFZ44n, BUZ11 или IRFP064n для немного большей мощности.

Красная часть — трансформатор с выпрямителем. Про трансформатор и его перемотатку будет чуть ниже. Сейчас остановимся на схеме выпрямления и фильтрации. Это классический симметричный источник питания, в котором используются ультрабыстрые выпрямительные диоды или диоды Шоттки. В данном случае использовался диод MBR10100CT. Ещё нужен выходной дроссель и конденсаторы фильтра. Для одной микросхемы TDA7294 просто используйте 2200 мкФ + 100 нФ на каждое плечо. Ставьте нормальный электролитический конденсатор, нет необходимости использовать конденсаторы с низким ЭПР.

Предохранители инвертора

Схему контроля выходного тока будет лучше заменить на так называемый электронный предохранитель, который в случае короткого замыкания будет отключать преобразователи (потребуется перезапуск). Схема управления током в инверторе с питанием, сделанным для конкретной системы (в данном случае стерео TDA7294 для громкоговорителя 8 Ом), может отключить преобразователь только во время басов, когда усилитель потребляет больше энергии.

Модуль управления имеет предохранитель в виде резистора R11. Используем стандартный 4.7R 0.25W резистор — в случае короткого замыкания в TL494 или усилителях тока, резистор немедленно перегорает. Силовая часть защищена предохранителем на 10 А. В вышеуказанной схеме короткое замыкание на выходе вызывает его немедленное сгорание.

Сборка преобразователя питания

Можно вытравить полноценную печатную плату, а можно использовать универсальную макетку. Важно, чтобы пути тока были максимально короткими и толстыми.

Сначала собираем зеленую, желтую и оранжевую части. При этом схема питается через маленькую лампочку (например, 10 Вт) или установите ограничение тока 200 мА на блоке питания. Подключите один щуп осциллографа к источнику питания плюс, а другой — к усилителям УТ. Должны увидеть прямоугольную осциллограмму с амплитудой около напряжения питания. Форма волны должна быть очень похожей на фото.

Если сигнал не отображается, проверьте правильность сборки и работоспособность зеленой и желтой секций ИБП.

Затем подключаем осциллограф параллельно мосфетам и наблюдаем форму сигнала там. Это должен быть прямоугольник с амплитудой, аналогичной напряжению питания. Если он не просматривается, это означает, что установили поврежденный mosfet (или неправильно впаяли его).

Если все в порядке, можем начать наматывать трансформатор.

Намотка трансформатора

Трансформатор — самый важный элемент и самый сложный. Во-первых, нужно достать ферритовый сердечник. Можно добыть его из блока питания ATX или другого импульсного преобразователя. Крайне важно, чтобы это был сердечник без зазора, иначе инерционный ток преобразователя будет выше, а КПД будет значительно ниже. В худшем случае может вообще не работать. Чтобы разобрать такой трансформатор, нагрейте его в кипящей воде, потому что тогда смола размягчится. Затем, используя тряпку, разломите горячий трансформатор. Важно не повредить сердечник. Затем снимаем заводские обмотки и наматываем новые в соответствии с инструкциями далее.

Начнем с первичной обмотки. В ней две обмотки должны быть намотаны по 3 витка одновременно, где начало второй является концом первой. Обе обмотки намотаны в одном и том же направлении. Из-за того что инвертор работает на высокой частоте, возникает скин-эффект. Поэтому не стоит намотать трансформатор одним толстым проводом, как в случае классических трансформаторов. Для данного инвертора намотаем 4 провода по 0,3 мм. Обмотка должна выглядеть примерно так:

Теперь изолируйте первичку от вторички. Например слоями скотча. Пришло время намотать вторичную обмотку. Намотайте две обмотки по 7 витков. Трансформатор готов.

Вместо основного предохранителя вставляем лампу значительной мощности (предпочтительно 50 Вт, чтобы при малом токе она не вызывала значительного падения напряжения). Измеряем ток, потребляемый преобразователем, должно составлять 100-250 мА. Форма сигнала на осциллографе должна быть прямоугольной с требуемой амплитудой.

Инвертор практически закончен. Осталось смонтировать схему выпрямителя со сверхбыстрыми диодами или диодами Шоттки. Далее устанавливаем дроссель и фильтрующие конденсаторы.

Выходной дроссель в этом инверторе будет необходим. С натяжкой он может работать и без него, но его эффективность станет меньше и может быть слышен писк под нагрузкой. Дроссель наматывается на порошковое кольцо. Вы можете также выпаять его от источника питания ATX. Обмотка двойная по 17 витков (значение выбрано методом проб и ошибок).

Выходное напряжение инвертора должно быть примерно +/- 36 В. Это оптимальное значение для микросхем TDA7294.

Инвертор должен быть нагружен для испытаний электронной нагрузкой или мощным резистором с сопротивлением 50 Ом. Резистор будет выдавать около 100 Вт мощности в виде тепла. Выходное напряжение преобразователя под этой нагрузкой не должно падать ниже 32 В. Наиболее теплым элементом должны быть выпрямительные диоды. Трансформатор должен слегка нагреваться, как и мосфеты. Тест 100 Вт должен занять 10 минут.

Нужен ли стабилизатор напряжения

Стабилизация выходного напряжения на БП усилителя звука — плохая идея. Усилитель имеет очень нелинейное энергопотребление, кроме того, когда проходит бас, он может потреблять много энергии (в импульсе). Обратная связь для управления выходным напряжением может мешать реакции на повышенное энергопотребление.

Для тестирования блок питался от адаптера 12 В 60 A. Кроме того, предохранители желательно установить на линиях +36 В и -36 В. Плата имеет размеры, подходящие для установки в корпуса автомобильного радио, и все элементы можно легко охладить одним вентилятором при необходимости.